系统结构
标签主要由电源恢复电路、解调电路、调制电路、时钟电路、复位电路、偏置电路、数字电路等部分组成．电源恢复电路从电磁场中恢复出直流电压，为芯片供电；解调电路将读卡器发送给标签的射频信号转化为数字基带信号；调制电路通过改变从标签天线端看进去的芯片输入阻抗，达到反向散射调制的目的；时钟电路为数字电路提供时钟信号；复位电路在电源电压上升到可以工作的幅度时产生复位信号，强制数字电路进入一个已知状态；偏置电路为模拟前端各模块提供偏置电流；数字电路负责处理基带信号，进行指令译码，并向读卡器返回标签所存储的信息等．
各电路模块的设计
3．1 电源恢复电路及调制电路
电源恢复电路的结构如图1(a)所示．当标签离读卡器较远时，标签接收到的射频信号很微弱，只有几百毫伏．为了在远距离下获得合理的工作电压，电源恢复电路采用了9级Dickson倍压电路的形式．在不考虑寄生效应的情况下，N 级Dickson倍压电路所能获得的电源电压为[1]:
式中 N 是倍压电路的级数； VρRF 是输入射频信号的幅度；V 是构成倍压电路的二极管上的正向压降．为提高倍压效率，即在相同的射频输入信号幅度下获得更高的电源电压，需要减小 V f．D．肖特基二极管由于具有较低的阈值电压，一般被使用在标签的电源电路中[1]．但标准CMOS工艺下不提供肖特基二极管．为了与标准CMOS工艺兼容，在该电源恢复电路中采用了零阈值管和低阈值管．前6级使用栅漏短接的零阈值nMOS管，因为它的阈值电压在衬偏为零的情况下只有0．05V左右．考虑到随着电路级数的增加，零阈值nMoS管源极的直流电压越来越高，衬偏效应越来越显著，使得其阈值显著增加，因此后3级改用低阈值pMOS管．这里对pMOS管的衬底接法作了改进，普通二极管接法的pMOS管其衬底是与源极相连的，而这里将衬底与栅(漏)极接在一起，这对于提高倍压电路的效率有如下好处：当射频信号通过pMOS管向电容充电时，管子的漏极电压低于源极电压，衬底与漏极相连使得衬偏电压为负，从而等效阈值电压降低，V f．D．减小；另外，在考虑MOS管的寄生电容时，(1)式可以改写为[2]：
式中 Cbs ，Cbd ，Cgb曲是Mos管的大信号寄生电容，如图1(b)所示[3]．当衬底与栅极短接时，图1(b)中的Cbd和Cgb曲都被消除，大大减小了寄生电容，提高了倍压效率．仿真结果表明，当电源负载为5μA 时，获得1．6V 电源电压所需要的射频信号最小输入幅度为230mV，对应的射频输入功率为36μw．当芯片位于读卡器场区的不同位置时，射频信号的输入功率变化范围很大．为保证标签具有较大的工作范围，需要在近场的情况下，使用稳压电路降低芯片输入阻抗，减小标签实际获得的功率，同时将恢复出的电源电压限制在合理的范围内．稳压电路由图1(a)中的M1，D1，D2，D3和R1构成．当电源电压上升到超过3个二极管的阈值电压时，电阻R上的压降开始增大，使得泄流管M1导通，泄放大电流以减小芯片输入阻抗．仿真结果显示，电源电压为1．6V时，稳压电路消耗的静态电流为230nA;当射频信号输入功率小于7．5mW 时，电源电压小于2．35V ．
UHF频段的射频标签，采用反向散射调制的方式向读卡器返回信号．根据NCITS．256．1999协议[4]，反向链路的调制方式是ASK．这里通过nMOS管M2的导通和关断来改变芯片的输入阻抗，达到调制的目的，如图1(a)所示．如果像文献[5]中所述将M2直接接在∨ANT1和∨ANT2之间，则芯片输入阻抗的变化最大，可以获得最大的调制深度，但是存在如下问题：在不调制期间，每当射频信号的负半周到来时，即 AN < AN 时，M2漏极和衬底之间的pn结可能发生正偏，带来衬底漏电，降低了倍压电路的功率效率．通过将M2改放在如图1(a)所示的位置，可以克服这个问题．因为在电路达到稳态时，M2的漏极电压对地有接近于∨DD 的直流分量，即使信号的负半周来到，只要其幅度小于 ∨DD，那么M2的漏衬pn结就不会发生正偏．当处于调制状态时，M2导通，相当于将倍压电路中位于M2之前的17个二极管接法的MoS管都对地短路，从而获得较高的调制深度，增大了工作距离．M2没有直接接在Cload 。 的两端是为了减小M2放电对于电源电压的影响．
3．2 解调电路
在NCITS．256．1999协议中，读卡器向标签发送的信号，采用的是OOK调制方式，信号的波形如图2(a)所示．图2(b)给出了解调电路的结构框图，包括包络检波电路、参考电压产生电路和迟滞比较器三部分．包络检波电路的主体是2级Dickson倍压结构．除了提取信号包络外，电路还对远场下的微弱信号进行放大，对近场下的强输入信号进行限幅，从而提高芯片工作的动态范围．
参考电压产生电路的结构如图2(c)所示．当标签位于场区的不同位置时，输入信号的幅度差别很大，这里将自动增益控制中常用的峰值检测技术应用于RFID标签，使得参考电压不是一个固定值，而是能够跟随信号强弱的变化而有效地提高动态范围和检测灵敏度．图中的运放和nMOS管M7构成峰值检测电路，当标签进入读卡器的场区时，结点∨peak的初始电压低于包络信号，运放输出电平为高，M7处于导通状态，对电容Cr充电，直到∨peak的电压上升到与包络信号的幅度相同为止，此后M7关断；当长度为lt_ts的OOK信号的下脉冲到来时，包络信号跟随射频信号下降，但由于分压电路的等效电阻与电容Cr所决定的时间常数远大于1μs，所以∨peak点的电压保持包络信号的峰值不变．分压电路产生幅度约为 ∨peak／2的参考电压，用于比较器的判决．分压电路一般由电阻网络构成，为了减小漏电，需要很大的阻值，面积效率很低．而本设计中采用4个二极管接法的MOS管代替电阻构成分压电路，大大节省了面积，并且选取较小的宽长比，可以降低分压电路的漏电流对于∨peak的影响．仿真结果显示，解调电路在1．6V 电源电压下的静态功耗为0．9μw，最小可检测的射频信号幅度小于150mV ．
3．3 其他电路模块
时钟电路从解调信号中提取出两路时钟信号CLK1和CLK2，用以控制数字部分的运行．时钟电路的具体结构在文献[6]中有详细论述．由于电路的主体是一系列基于反相器和电容的延时单元，因此不存在静态功耗．通过选取小尺寸的反相器和控制延时单元的充放电电流，可以降低动态功耗．偏置电路采用了自偏置∨t 参考源[7]，它所提供的电流不随电源电压而变化，电流源本身的静态电流控制在200nA 以下．上电复位电路在电源电压上升到1．6V左右时对数字电路进行复位．其静态功耗为0．2μ W．数字部分根据NCITS．256—1999协议设计，实现了读标签ID号、防碰撞等功能．
仿真与测试结果
仿真结果表明，在1．6V 电源电压下，整个模拟前端的静态工作电流为1．6μ A，芯片正常工作所需要的最小射频信号输入功率为45 w，在读卡器发射功率为4W EIRP，标签天线增益为0dBi的情况下，对应的工作距离为7．8m．完整芯片在0．18μm CMOS工艺下流片验证．芯片面积为0．91mm×0．87mm．封装在λ／2偶极子天线上的标签如图3所示．完整芯片采用915MHz、与NCITS-256-1999协议兼容的读卡器进行了测试．测试结果表明，芯片各部分均正常工作，且满足设计要求．图4所示的测试波形分别为射频输入信号、标签解调信号和CLK1信号、CLK1和CLK2信号、读卡器检测到的反向散射信号．为减小示波器探头电容对于测试信号的影响，测试时均采用探头的×10衰减档，因此实际信号幅值是图中波形所示幅值的10倍．
结论
本文在0．18μm CMOS工艺下实现了一种基于NCITS一256—1999协议的915MHz无源射频只读标签．芯片具有低功耗、大动态范围的特点．测试结果表明，各模块电路的实际工作性能均满足设计要求．