尽管CMOS工艺本身无法与GaAs、HBT、SiGe或BiCMOS等工艺相媲美，但是CMOS Tx可以与一个功能强大的DSP集成在一起。这样，通过使用DSP就可以弥补CMOS工艺的很多不足之处。例如，在集成DSP的PA上采用预校正技术能够大大改善非线性问题。对于与效率相关的问题，采用一些诸如极性环路（polar loop）、Doherty、动态偏压、基于非线性原件（LINC）的线性放大等技术能够提高系统的性能。高度集成的Tx中包含的主要模块有PA、调制器（MOD）、功率检测器（PD）、自动增益控制电路（AGC）和压控振荡器（VCO）等。本文将介绍其中每种模块的典型实现方法。

功率放大器

CMOS PA在一些中（最高20dBm）、低功率的应用中逐渐取代了HBT和GaAs FET，例如2.4GHz～2.5GHz以及5.1GHz～5.9GHz的蓝牙和WLAN。对于CMOS IC而言，共模噪声是一个问题。采用不同的配置可以解决这一问题。输出功率在最后一级可以结合一个平衡转换器，或者，如果对后PA SAW进行了均衡或者使用的是偶极天线，那么可以就将其保留为一个差分接口。

PA设计的关键在于输出功率、功率增益、线性度和效率。设计首先从输出端开始，这里决定了该器件输出功率的轮廓特征。在确定了输出端之后，我们需要设计匹配电路，设计方法与其它射频模块匹配电路的设计方法是类似的。图1（a）给出了一个带RC反馈的两级共源FET。其中，M1和M2是驱动级，M3和M4是输出功率级。从漏极到栅极的RC反馈在高频下对晶体管起稳定作用。这一反馈也增大了PA的带宽。M5、M6、M7和M8是主动式电阻分压器，分别对驱动级和功率输出级进行偏压处理。阴地栅地级联放大器也是一种比较流行的设计方法。图1（b）给出了一种实现结构。从结构上来看，它与阴地栅地级联LNA比较类似。阴地栅地级联结构的好处在于能够减少多重米勒效应。米勒效应来源于FET的栅极和漏极之间的寄生电容。在共源级（CS）放大器中，米勒效应会造成一些问题。在阴地栅地级联结构中通过插入一个共栅极（CG）结构，能够将输出与输入隔离开。输入电容也降低了。在偏置电流大小相同的情况下，由于偏置电流被重复利用了，因此这种结构能够带来更大的好处。M1到M4是驱动级，M5到M8实现功率输出级。这个设计中还集成了一个平衡转换器，因为无线设备中使用的大部分天线都是单端的。

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PD用于监测PA的输出功率大小。PD的输出直流电压反馈到基带进行处理。PD的实现方法多种多样。简单的，它可以用一个二极管或一个FET电路来实现。复杂的，它可以由包含几百个晶体管的复杂电路来实现。PD的复杂性取决于对它的设计要求。PD的重要设计参数包括动态范围、dB线性度、功耗、集成方便性和工作频率。

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图2给出了只包含一个FET的简单PD结构。其基本思想是利用有源器件的四个象限。M1是有源器件，它在三极区与饱和区之间的边界线上发生偏置。这意味着，Vbias或Vgs的大小为Vds+Vt。FET的漏极电压接近于零。因此，如果Vgs略高于Vt，那么M1将在三极区与饱和区之间的边界线上发生偏置。饱和区内FET晶体管漏极电流的标准公式如下：

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其中，K是器件参数，包括该器件的物理尺寸、电子迁移率和氧化电容。由于Vgs = Vds + Vt，因此Vds可以表示为Vds = Vgs-Vt。公式1可以进一步简化为：

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公式2给出了输入射频信号与输出整流电流之间的平方律关系。这也说明了为什么我们要将射频输入加载到漏极上而不是M1的栅极上。经过整流的输出电流流过电阻R3，形成输出电压。R2和C3构成了输出滤波器。FET可以像放大器那样配置成共源级结构。它的平方律特性如公式1所示。但是其中的Vt项会导致不必要的直流偏移量。

要想获得更高的动态范围（>60dB），可以将多个基本的PD结构级联起来，从而扩大检测范围。比较常见的一种高性能实现方案是对数放大器（log-amp）类型的结构。图3（a）给出了一般的多级拓扑结构。其中的基本模块包括限幅放大器、整流器和一个加法器。限幅放大器的输入和输出端各有一个整流器。限幅器的作用是提供增益，并在确定的设计输出电平上夹断输出信号。最靠近输出端的限幅放大器将会首先夹断。然后其余的限幅器逐级夹断。增益级数越多，器件的线性度或dB线性性能就越好。原因是每个整流器都有一个较好的线性功率检测范围。但是该线性范围是有限的。通过将总的动态范围分成多个线性区间，我们可以实现分段的dB线性逼近。限幅器可以简化为一个带阻性负载的差分放大器，如图3（c）所示。这种整流器实际上是一个如图3（b）所示的电流整流器。其基本模块是一对不对称差分放大器。当Vin较小时，大部分尾电流流过较大的FET，例如M2和M4。随着Vin的增大，尾电流逐渐流入M1和M3。因此随着Vin的增大，输出电流将会线性减少。这样就实现了一个全波电流整流器。

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MOD用于将基带信号（BB）上变换为射频信号。由于目前大部分无线设备都需要I和Q通道，因此MOD中需要采用两个DBM（double-balanced mixers，双平衡混合器）。其实现结构如图4所示。M1到M6是I通道的DBM。M11到M16是Q通道的DBM。由于I和Q通道使用相同的DBM，因此我们在这里只详细介绍一个DBM的结构。输入的BB信号首先被增益级放大，例如M1和M2。M3到M6是开关FET，功能上用于实现乘法运算。在前半拍，M3和M6开启。LO（local oscillator，本地振荡器）和BB信号进行同相相乘。在后半拍，M4和M5开启，将输出信号的极性取反。输出负载由电阻R1和R2来实现。通过将I和Q通道的输出电流输送到负载电阻上，就可以基本实现求和网络。输入级可以设置在CG级中，以避免CS输入级中出现非线性的电压与电流关系。

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AGC电路的实现结构有很多种。其中可变跨导和可变偏压的AGC常用于高频领域。可变跨导的AGC电路如图5（a）所示。它的工作原理是，FET的跨导在FET从饱和状态进入三极状态的过程中会发生变化。因此，其增益是可变的。M1到M4可以看成是常规的差分阴地栅地级联增益电路。不同之处在于Vcont作用在M3和M4的栅极上。随着Vcont的降低，M1和M2的漏极电压将会下降。最后，当Vcont低于Vgs1+Vs1-Vt时，M1和M2进入三极区。M7到M10是电流源类型的负载。因此，需要采用一个CMFB（common-mode feedback，共模反馈）电路确保电流源与电流宿I1相匹配。M5和M6采集M3和M4漏极上的共模电压。M5和M6可以看成是两个高值电阻。它们的阻值相同。采样电压馈入比较器（M11到M14）。基准电压馈入一个输入晶体管M14，采样到的共模电压馈入另一个输入晶体管M13。两者的电压差用于控制电流源M8和M9的偏置电流。M8和M9是电流流出通路。这种闭环反馈结构确保了所需的基准电压能够产生正确的偏置电流。

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可变电流AGC的工作原理是，FET的跨导会随着偏置电流的变化而改变。通过改变FET中的偏置电流，可以实现AGC。图5（b）给出了这样一种实现结构。其中，M1和M2是输入增益缓冲，M4和M5是电流流出通路。如果Vcont大于Vref，那么将会有更大的偏置电流流过M3和M6。在这一模式下可以实现较高的增益。当Vcont降低时，更多的偏置电流将会流过M4和M5，增益就变小了。M7和M8是用于降低输出阻抗的输出射极跟随器缓冲。R1是用于提供AGC线性度的退化电阻。

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CMOS VCO是基于负电阻原理实现的。图6（a）给出了一种全由NMOS管实现的结构。通过M1和M2的交叉耦合，电路中形成了一个正反馈。从M1和M2的栅极来看，可以得到负电阻。电路的工作频率取决于谐振回路。L1和L2提供了电感部分。利用电容体可以对频率进行比较粗的调谐，改变变容二极管的电容可以实现更精细的调谐。在图6（a）中采用了便宜的四态电容体。如果考虑到更大的工艺偏差，我们可以增加更多的体。通过开启/关闭M7和M8，可以增加/减少谐振回路中的总电容。通过连接源极和漏极，FET M5和M6构成了变容器。M3和M4是输出缓冲。图6（b）给出了由互补CMOS电路构成的VCO。主要的变化是增加了一对交叉耦合的PMOS管。通过增加一对PMOS管，构成负电阻的元件又增加了两个，而偏置电流保持不变。因此，这种结构的功效更高。

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本文小结

本文介绍了高度集成式Tx中的各个主要模块。这种电路的通用性较强，足以满足大多数无线应用的需求。本文抛砖引玉，希望对您以后的Tx RFIC设计有所帮助。